射频集成电路（RFIC）之混频器的设计讲解 E

混频器分析与设计

一般来说，混频器的功能基于 RF 和 LO 信号的混合。 具体来说，混频器可以被认为是混合器件或开关。 从一般角度来看，基于开关的混频器的工作方式类似后面我们将要讲述的采样混频器，其中 RF 输入信号由脉冲信号或正弦信号控制的开关周期性地打开和关闭，该开关用作本振信号。 基于开关的混频器和采样混频器之间的主要区别在于前者使用电阻（或有源）负载，而后者使用采样电容器。 本节介绍基于开关概念的单端、单平衡和双平衡 MOSFET 混频器的分析，其本质上产生与使用混频方法相同的结果。

开关混频器的基本原理

图1，开关混频器 (a) 及其理想的开关控制方波脉冲和正弦信号 (b)。

图1，开关混频器 (a) 及其理想的开关控制方波脉冲和正弦信号 (b)。 负载阻抗RL也可以很复阻抗。 假设射频信号呈现的阻抗为零。 实际上，如果 LNA 放置在混频器前面，则该阻抗就是 LNA 的输出阻抗。

图 1显示了一个基本的基于开关的混频器。 控制开关的信号可以是矩形脉冲或正弦信号。 实际上，这些控制信号并不理想——例如，实际脉冲总是存在上升时间和下降时间。 此外，在典型的混频器操作中，控制信号是正弦波，即 LO 信号。 为了简单起见而不失一般性，我们假设开关是理想的——也就是说，它在导通和关断状态下分别表现为完美的开路和短路，这是由控制信号控制的（例如，在半周期“打开”并在正弦 Lo 信号的后续半周期中“关闭”）。 理想的控制矩形脉冲信号可描述为：

式中，

TLO= 1∕fLO 和 τLO 分别是周期和脉冲宽度。 （周期性）矩形脉冲信号可以使用傅里叶级数描述为:

其中 ω1 ≡ ωLO 是（基波）LO 频率，ωn = n*ω1(n = 2, 3, … ) 是 LO 的谐波频率，a0、an、bn 是傅立叶系数，如下面的方程所示：

其中 t0 是任意的（通常选择 0 或 −TLO∕2）。 LO脉冲信号则包括LO信号及其谐波的平均值或DC值。 对于所考虑的方脉冲信号，TLO = 2*τLO，我们可以从上面a0、an、bn的表达式得到：

因此，（周期性）方脉冲信号可以从上面的方程中获得：

当开关导通时，输出端口会出现信号，包括直流和射频信号，电流（直流和射频）会流过开关和负载RL，当开关关断时，输出端没有信号或电流。 实际上，当开关被 LO 信号调制时，RF 输入信号被转换为输出信号。 从数学上讲，开关执行乘法功能，因此，流过负载 RL 的电流可以描述为：

其中 IRF(t) 和 IDC 是在导通状态下流过开关 M2 的 RF 电流（来自 RF 信号）和 DC 电流（来自施加到 M1 上的 DC 电压）。 这个电流确实是通过“混频（mixing）”形成的。 注意，混频器基于三个相互关联的动作（开关、乘法和混频）进行操作：开关是物理动作，其在数学上等价于乘法，导致混频，这是物理动作。 因此，输出电压可由下式获得：

上面的两个方程为分析不同混频器拓扑的输出电流、电压及其频谱奠定了基础。

单端混频器

图 2显示了用于分析的单端混频器内核。 该混频器拓扑已在我们前面的文章中加以描述过了。 在此混频器的核心电路中，RF 输入信号被馈送到下部晶体管 (M1) 的栅极，而 LO 信号（假设为一串完美方波脉冲）驱动上部晶体管 (M2)。 该混频器可以被认为是前面讨论的开关混频器，其中晶体管 M2 充当开关，在 LO 信号的每个半周期打开或者关闭，晶体管 M1 充当放大器，放大 RF 输入信号，该信号随后作为输入信号进入 到M2中 。 M1 和 M2 分别工作在饱和区和线性区，这是放大器和开关的典型工作条件。

图2，单端 MOSFET 混频器

为了促进 LO 信号的调制，M2 使用接近晶体管阈值电压的栅源电压进行偏置。 当M2栅极处的总电压（偏置电压和LO电压）足够小和足够大时，晶体管分别关断和导通，这实际上在LO信号的每个半周期期间内交替发生的。 值得注意的是，对于接收机前端中使用的混频器，M1应同时起到低噪声和放大的作用，以实现混频器的整体低噪声系数。 对于发射机用的上变频器，一般仅需要放大功能。

馈送到开关 M2 的放大 RF 信号主要由 M1 的跨导控制。 其射频输出电流大约由下式给出：

其中IRF(t)实际上是M1的漏源电流，gm(t)是M1的跨导，VRF(t)代表RF输入电压，即M1栅极的电压。 为了简单而不失一般性，我们假设 gm(t) 是一个常数 (gm)。 这意味着混频器在小信号下运行； 在大信号下，gm(t)是非线性函数。 我们还假设 VRF(t) = VRF*cos(2πfRFt)； 然后，我们可以根据上面VIF(t)的表达式来确定输出电压，利用IRF(t)的公式并排除所提供的直流电压Vdd，该电压仍将通过隔直电容器消除，得到如下所示的方程：

其中 IDC 是由 M1 偏置电压引起的直流电流，当 M2 导通时流过 M2。 展开上面的方程后得到：

这表明输出包含 DC、fRF、fLO 及其奇次谐波和 (nfLO ± fRF) 信号，其中 n = 1, 3, 5, … 其中，fLO ± fRF 处的信号通常是感兴趣的信号， 其中fLO − fRF 和fLO + fRF 分别表示下变频和上变频信号的频率。 注意，前述分析假设LO信号是（简单）完美方波。 可以对其他类型的LO信号（例如正弦LO信号）执行类似的分析。

可以回忆一下，尽管分析是通过上面的几个VIF(t)表达式定义的组合分析函数执行的，但它实际上由两个不同的部分组成：通过晶体管 M1 的低噪声放大和通过晶体管 M2 的开关。 接收机前端使用的混频器需要 M1 的低噪声放大功能。 因此，任何 LNA 拓扑都可以用来代替 M1。 此外，RF 带宽也由 M1 级决定，因此也由该级中使用的任何 LNA 决定。 在分析中，假设M2的开关是完美的。

然而，这在实践中并不是这样的：实际应用中，在导通状态下，开关具有非零电阻，在关断状态下，它具有较大但有限的电阻。 非零导通电阻会导致转换增益降低并增加噪声系数，而有限的关断截止电阻会降低 RF 和 IF 端口之间的隔离度。 因此，需要对晶体管M2进行配置和/或特殊偏置，以降低导通电阻并增加关断截止电阻。 RF 带宽还受到 M2 在频率上的开关性能的影响。 可以使用其他开关拓扑来代替M2以产生更好的开关功能。

从上面的VIF(t)的方程中可以得出，fLO − fRF 处的最大 IF 输出电压为 gm*RL*VLO*VRF∕π。 因此，单端混频器的电压转换增益可以导出为：

当然，上面的方程是非常近似的，并且在数值上并不正确，其中它假设一个理想行为放大器，其增益完全由跨导决定的，以及一个具有完美开和关状态的理想开关。 实际的混频器不会以这种方式运行，因此会降低性能 - 例如，开关 (M2) 的非零导通电阻会降低混频器的转换增益。 尽管如此，它可以用来定性地了解混频器的频率转换原理。 公式(13.30)表明混频器的转换增益与晶体管M1的跨导成正比。 这确实是预期的，因为如前所述，M1 在混频器中充当放大器。

饱和状态下 MOSFET 的跨导，如 下面的方程 所示，与晶体管的宽度和长度之比 (W/L) 成正比，因此可以通过增加 W/L 来增加跨导：

然而，增加 W/L 也会增加晶体管的寄生电容，从而降低其性能。 从Gse的方程可以看出，使用大负载电阻和大LO信号也可以增加转换增益。 然而，只有当混频器用在集成电路环境中且其后面的电路具有大输入阻抗时，才可能使用大但有限的负载电阻。 在这种情况下，需要使用一个缓冲器来测量混频器。 用作独立组件时，典型负载阻抗为 50 Ω。 需要注意的是，开关晶体管M2工作在受小LO电压限制的线性区域，因此上面的Gse表达式仅在小LO信号下才有效，这意味着在低 LO 水平下混频器的转换增益仅随着LO幅度线性增加； 超过一定的本振电平后，转换增益不会随着本振幅度的增加而增加； 相反，它会增加到一定水平，然后随着 LO 幅度的增加而减少。

由于任何混频器，无论拓扑如何，都可以被认为是基于两个重要组成部分运行的开关混频器：放大级（放大器）和开关级（开关），我们可以得出这样的结论：为了实现低噪声系数和为了在混频器感兴趣的频率范围内获得高转换增益，需要仔细推导和设计适当的放大级和开关级。 这些可能包括单个晶体管，如图2中的 M1 和 M2，或以特定方式互连的多个晶体管。 此外，如前面的章节中讨论的以及本节针对简单方波 LO 再次显示的那样，混频器输出处的杂散信号以及端口之间的隔离是重要的设计考虑因素。

尽管混频器电路中可以包含滤波器来抑制不需要的信号，例如 RF 信号、LO 信号及其奇次谐波，以及 (nfLO ± fRF) 处的其他信号（fLO − fRF 或 fLO + fRF 除外，其中 n = 1, 3, 5, … ， 在前面讨论的单端混频器的 IF 端口，滤波器的使用增加了混频器的损耗和尺寸。 由于滤波器需要电感器，这种增加可能会很显著。 考虑到这些因素（噪声系数、增益、杂散、隔离），应该并且事实上可以开发适当的混频器拓扑来实现特定的性能，而无需使用（或使用最少数量）滤波器。 这个想法是在不增加电路复杂性和尺寸的情况下实现更高的性能。 下一节我们将描述的单平衡和双平衡混频器可以被视为围绕实现更好的放大和切换级以及因此更好的混频器而展开。

射频CMOS集成电路设计中无线收发信机介绍

背景简介

移动手机、无线局域网（WLAN）或无处不在的网络的射频应用需要在自由空间访问无线通信信道来传输和接收信号。 使用无线信道具有减少物理布线的优点，从而提高了连接的易用性和便捷性。 因此，使用毫米波频段是发展无处不在的无线连接技术的一个关键要求。 然而，为了访问信道中的数字数据和信息，有必要使用收发信机。 收发信机从根本上说是一个无线射频前端，它执行高频模拟信号调理，在低频率基带的信息源和信道之间提供双向接口。 图1说明了一般通信系统的这个基本链路结构。 基带处理器可以执行各种控制和数据功能。

图1、通信系统中的基本链路包括射频无线电前端和信道末端的基带处理

无线收发信机

无线收发信机由发射机和接收机组成，由其他电路积木功能模块组成，其中一些可以共享，如天线和锁相环。 然而，由于发射机和接收机电路的功率要求以及对干扰的容忍能力不同，每个功能模块的具体设计可能是不同的。

图2、毫米波频带的射频收发信机设计是由不同的电路模块组成的

图2显示了收发信机的一般框图。 发射机，如上面的路径所示，通过数模转换器(DAC)从基带处理器接收输入调制信号，并通过一个或多个混频器混合，滤波和放大操作将载波频率向上转换到所需的值。 功率放大器将输出功率提高到所需的水平，并通过滤波器在通过天线发射之前减少带外的杂散发射功率。 接收机可以通过双工器与发射机共享相同的天线，从而最小化两个信号之间的交互。 然后通过低噪声放大器(LNA)在放大前对接收到的信号进行滤波，以去除混频器的镜像信号，使下变频混频器能够正确地执行变频。 然而，镜像信号的滤波要求取决于接收机的结构。 曾经放弃的直接转换接收器架构不需要这个滤波器，因为它通常是用一个体积庞大的SAW滤波器的形式来实现的。 通过模数转换器(ADC)和解调功能来将下变频转换信号转换成数字形式。 软件无线电技术的最新进展已经建议采用全数字解决方案来取代射频前端； 然而，目前仍然存在各种困难，包括对高频率信号的数字化处理 等。

在毫米波频率下，传统的模拟结构是目前唯一适用的解决方案，因为30GHz及以上频率信号的采样所需的高时钟速度难以达到。 在这种体系结构中，收发信机前端必须在接收和发射路径中执行三项任务：

收发信机前端对调制信号的形状或形式不做任何改变，它们是通过在低频基带中调制和解调过程完成的。 因此，接收机或发射机几乎总是作为一连串操作来实现的，其中每个操作都是这三个频域操作之一：

图3、 采用K法设计的电波滤波器或阶梯滤波器的通用结构

滤波器需要抑制通带外的信号和频谱分量。 传统的无源滤波器可以使用分立方式如电感和电容器，通过利用石英晶体中的机械共振或在陶瓷材料中使用声波材料来实现。 被动式（无源）L-C梯形滤波器在今天广泛使用，它是在1915年由德国的瓦格纳和美国的坎贝尔发明的。 基本的 过滤器 拓扑结构 如图3所示，是瓦格纳（Wagner）发明的。

在现代集成电路中，也可以采用无源螺旋电感和电容器，但是这种集成电感的低品质因子和小电感值严重限制了它们的实用性。 有源滤波器是可行的，但消耗功率，产生失真和噪声。 近年来，硅微机械（MEMS）滤波器的一些发展值得进一步探索。 目前，为了在毫米波频率上实现滤波器，使用了作为传输线工作的互连线。 传输线以适当的长度取代分立电感和电容器，以产生所需的阻抗。 这种实现是可行的，因为毫米波信号的短波长使得它在芯片上占据很小的面积。 然而，当传输线在导电硅衬底上方制造时，具有较高的损耗。 因此，输电线路设计需要高品质因子衬底材料。

收发器电路中的放大器执行各种放大功能。 在发射机中，功率放大器位于天线之前，以产生所需的输出功率。 接收机中的第一有源级需要一个低噪声放大器，紧接在天线之后。 在需要时，有中间级放大器来提高发送和接收路径中的信号功率电平。 由于这个原因，中间级放大器通常被实现为可变增益放大器，其增益可以通过外部控制。 所有放大器设计都需要仔细考虑，放大器的增益、线性、输出功率和噪声系数的规格因放大器在收发器中的作用以及放大器在收发器的位置而不同。 此外，线性和效率、增益和噪声系数、增益和带宽以及功耗和增益带宽乘积之间也有一般的设计权衡。 工作频率和增益之间的另一个权衡也是毫米波放大器设计中的一个重要考虑因素。 因此，需要采取两种办法：

当使用先进的CMOS工艺技术时，这两种方法都必须考虑到所遇到的挑战。 低电源电压的先进CMOS工艺阻止了许多具有高压开销的常规电路被使用。 这些传统电路性能良好，但不适合在毫米波频率下的下一代电路中应用。 此外，使用CMOS设计射频放大器是具有挑战性的，因为要求MOSFET在高频下具有高增益的性能。 对于毫米波放大器来说，阻抗匹配线以及路由互连线都对设计的成功起着重要的作用。

最后，混频器是执行变频功能的器件装置。 对于在接收机中使用混频器，有两个输入端口，即RF（射频）和LO（本振）； 所需输出端口是中频（中频）。 在发射机中使用，两个输入端口是IF和LO，而输出端口则是RF端口。 该LO信号由一个锁相环(PLL)产生，该锁相环包括一个电压控制振荡器(VCO)。 对于混频器的设计，所需级数的数量取决于拓扑结构。 在外差收发信机中，需要进行多次频率的变频。 因此，混频器可以与滤波器级联在中间。 如果混频器和滤波器造成了太多的损耗，则可能需要额外的放大器。 具体的混频器实现也取决于设计规格，根据收发器的应用，如放大器的情况。 此外，高毫米波频率的混频器设计需要有效的布局，并辅之以有用的电路技术：

混频器的根本目的是降低载波频率，以便进行信号处理。 使用中频放大器在较低的频率比在高频的增益也更容易获得，同时降低了不稳定和振荡的风险。

图4、NMOSFET的简化射频小信号模型

图5、ADS中的BSIM4模型

图6、采用S参数对MOSFET快速模型、慢模型和测量数据进行了比较(A)S11 和S22 (b)S21 和S12

由于放大器、混频器和其他有源电路需要用到MOSFET器件，因此简要描述千兆赫兹频率（GHz）的MOSFET建模是有用的。 图4显示了一个RF 由一个简单的集总单元网络和一个BSIM组成的N沟道MOSFET的小信号模型

其中BSIM模型是其核心。 BSIM模型描述了MOSFET的直流电流-电压关系，可以表示为众多工艺参数的函数。 除了BSIM模型外，还可以考虑基于反演电荷（inversion charge）的或表面电位模型，如HiSIM或PSP模型。图4中 集总网络进行了简化，只使用终端电阻、CGD、CGS和二极管，来模拟后端金属互连和衬底效应的影响。 这个网络的复杂性通常取决于在DC模型中已经考虑并建模了多少因素。

为了确定这些效应在多大程度上改变了其DC.模型的高频特征，采用了S参数比较的方法。 由于各种因素，包括栅极电阻模型和输出电导模型，可能会产生不一致。 然后，网络中组件的值由与这些方程以及几何和其他设计输入有关的因素确定的。 在有限的条件下，可能需要数值拟合。 图6显示了模型S参数特性与测量的S参数特性的初始对应关系。 然后，可以通过导出与MOSFET的物理布局相对应的适当参数和方程来改进模型精度。 为了允许设计置信度，测量的数据应该介于快速和缓慢模型之间，这代表了工艺波动的影响和限制。

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