〖大牛总结〗常见RF指标的内在和意义，值得一看！

这篇文章的初衷是源自我给工厂工程师写的一份“操作指南”，按理说写这些东西对于工作了十来年的人来说应该是手到擒来的，但是真正写的时候就发现原本计划提纲挈领的东西写成了冗长无比的八股文。

当你写完“EVM可能随着Front-End的IL增大而恶化”的时候，如果阅读者是一个基础概念知识都不好的工程师（工厂里的工程师很多都是如此），人家第一反应是“EVM是什么”，继而是“EVM是为什么会跟IL有关系”，然后还可能是“EVM还跟什么指标有关系”——这就没完没了了。

所以我这里打算“扯到哪算哪”，把一些常见的概念列举出来，抛砖引玉，然后看看效果如何。

1、Rx Sensitivity（接收灵敏度）

接收灵敏度，这应该是最基本的概念之一，表征的是接收机能够在不超过一定误码率的情况下识别的最低信号强度。这里说误码率，是沿用CS（电路交换）时代的定义作一个通称，在多数情况下，BER (bit error rate)或者PER (packet error rate)会用来考察灵敏度，在LTE时代干脆用吞吐量Throughput来定义——因为LTE干脆没有电路交换的语音信道，但是这也是一个实实在在的进化，因为第一次我们不再使用诸如12.2kbps RMC（参考测量信道，实际代表的是速率12.2kbps的语音编码）这样的“标准化替代品”来衡量灵敏度，而是以用户可以实实在在感受到的吞吐量来定义之。

2、SNR（信噪比）

讲灵敏度的时候我们常常联系到SNR（信噪比，我们一般是讲接收机的解调信噪比），我们把解调信噪比定义为不超过一定误码率的情况下解调器能够解调的信噪比门限（面试的时候经常会有人给你出题，给一串NF、Gain，再告诉你解调门限要你推灵敏度）。那么S和N分别何来？

S即信号Signal，或者称为有用信号；N即噪声Noise，泛指一切不带有有用信息的信号。有用信号一般是通信系统发射机发射出来，噪声的来源则是非常广泛的，最典型的就是那个著名的-174dBm/Hz——自然噪声底，要记住它是一个与通信系统类型无关的量，从某种意义上讲是从热力学推算出来的（所以它跟温度有关）；另外要注意的是它实际上是个噪声功率密度（所以有dBm/Hz这个量纲），我们接收多大带宽的信号，就会接受多大带宽的噪声——所以最终的噪声功率是用噪声功率密度对带宽积分得来。

3、TxPower（发射功率）

发射功率的重要性，在于发射机的信号需要经过空间的衰落之后才能到达接收机，那么越高的发射功率意味着越远的通信距离。

那么我们的发射信号要不要讲究SNR？譬如说，我们的发射信号SNR很差，那么到达接收机的信号SNR是不是也很差？

这个牵涉到刚才讲过的概念，自然噪声底。我们假设空间的衰落对信号和噪声都是效果相同的（实际上不是，信号能够通编码抵御衰落而噪声不行）而且是如同衰减器一般作用的，那么我们假设空间衰落-200dB，发射信号带宽1Hz，功率50dBm，信噪比50dB，接收机收到信号的SNR是多少？

接收机收到信号的功率是50-200=-150Bm（带宽1Hz），而发射机的噪声50-50=0dBm通过空间衰落，到达接收机的功率是0-200=-200dBm（带宽1Hz）？这时候这部分噪声早已被“淹没”在-174dBm/Hz的自然噪声底之下了，此时我们计算接收机入口的噪声，只需要考虑-174dBm/Hz的“基本成分”即可。

这在通信系统的绝大部分情况下是适用的。

4、ACLR/ACPR

我们把这些项目放在一起，是因为它们表征的实际上是“发射机噪声”的一部分，只是这些噪声不是在发射信道之内，而是发射机泄漏到临近信道中去的部分，可以统称为“邻道泄漏”。

其中ACLR和ACPR（其实是一个东西，不过一个是在终端测试中的叫法，一个是在基站测试中的叫法罢了），都是以“Adjacent Channel”命名，顾名思义，都是描述本机对其他设备的干扰。而且它们有个共同点，对干扰信号的功率计算也是以一个信道带宽为计。这种计量方法表明，这一指标的设计目的，是考量发射机泄漏的信号，对相同或相似制式的设备接收机的干扰——干扰信号以同频同带宽的模式落到接收机带内，形成对接收机接收信号的同频干扰。

在LTE中，ACLR的测试有两种设置，EUTRA和UTRA，前者是描述LTE系统对LTE系统的干扰，后者是考虑LTE系统对UMTS系统的干扰。所以我们可以看到EUTRAACLR的测量带宽是LTE RB的占用带宽，UTRA ACLR的测量带宽是UMTS信号的占用带宽（FDD系统3.84MHz，TDD系统1.28MHz）。换句话说，ACLR/ACPR描述的是一种“对等的”干扰：发射信号的泄漏对同样或者类似的通信系统发生的干扰。

这一定义是有非常重要的实际意义的。实际网络中同小区邻小区还有附近小区经常会有信号泄漏过来，所以网规网优的过程实际上就是容量最大化和干扰最小化的过程，而系统本身的邻道泄漏对于邻近小区就是典型的干扰信号；从系统的另一个方向来看，拥挤人群中用户的手机也可能成为互相的干扰源。

同样的，在通信系统的演化中，从来是以“平滑过渡”为目标，即在现有网络上升级改造进入下一代网络。那么两代甚至三代系统共存就需要考虑不同系统之间的干扰，LTE引入UTRA即是考虑了LTE在与UMTS共存的情形下对前代系统的射频干扰。

5、Modulation Spectrum/Switching Spectrum

而退回到GSM系统，Modulation Spectrum（调制谱）和Switching Spectrum（切换谱，也有称为开关谱的，对舶来品不同翻译的缘故）也是扮演了邻道泄漏相似的角色。不同的是它们的测量带宽并不是GSM信号的占用带宽。从定义上看，可以认为调制谱是衡量同步系统之间的干扰，而切换谱是衡量非同步系统之间的干扰（事实上如果不对信号做gating，切换谱一定是会把调制谱淹没掉的）。

这就牵涉到另一个概念：GSM系统中，各小区之间是不同步的，虽然它用的是TDMA；而相比之下，TD-SCDMA和之后的TD-LTE，小区之间是同步的（那个飞碟形状或者球头的GPS天线永远是TDD系统摆脱不了的桎梏）。

因为小区间不同步，所以A小区上升沿／下降沿的功率泄漏可能落到B小区的payload部分，所以我们用切换谱来衡量此状态下发射机对邻信道的干扰;而在整个577us的GSM timeslot里，上升沿／下降沿的占比毕竟很少，多数时候两个相邻小区的payload部分会在时间上交叠，评估这种情况下发射机对邻信道的干扰就可以参考调制谱。

6、SEM (Spectrum Emission Mask)

讲SEM的时候，首先要注意它是一个“带内指标”，与spurious emission区分开来，后者在广义上是包含了SEM的，但是着重看的其实是发射机工作频段之外的频谱泄漏，其引入也更多的是从EMC（电磁兼容）的角度。

SEM是提供一个“频谱模版”，然后在测量发射机带内频谱泄漏的时候，看有没有超出模版限值的点。可以说它与ACLR有关系，但是又不相同：ACLR是考虑泄漏到邻近信道中的平均功率，所以它以信道带宽为测量带宽，它体现的是发射机在邻近信道内的“噪声底”；SEM反映的是以较小的测量带宽（往往100kHz到1MHz）捕捉在邻近频段内的超标点，体现的是“以噪声底为基础的杂散发射”。

如果用频谱仪扫描SEM，可以看到邻信道上的杂散点会普遍的高出ACLR均值，所以如果ACLR指标本身没有余量，SEM就很容易超标。反之SEM超标并不一定意味着ACLR不良，有一种常见的现象就是有LO的杂散或者某个时钟与LO调制分量（往往带宽很窄，类似点频）串入发射机链路，这时候即便ACLR很好，SEM也可能超标。

7、EVM（误差矢量）

首先，EVM是一个矢量值，也就是说它有幅度和角度，它衡量的是“实际信号与理想信号的误差”，这个量度可以有效的表达发射信号的“质量”——实际信号的点距离理想信号越远，误差就越大，EVM的模值就越大。

在（一）中我们曾经解释过为什么发射信号的信噪比不是那么重要，原因有二：第一是发射信号的SNR往往远远高于接收机解调所需要的SNR；第二是我们计算接收灵敏度时参考的是接收机最恶劣的情况，即在经过大幅度空间衰落之后，发射机噪声早已淹没在自然噪声底之下，而有用信号也被衰减到接收机的解调门限附近。

但是发射机的“固有信噪比”在某些情况下是需要被考虑的，譬如近距离无线通信，典型的如802.11系列。

802.11系列演进到802.11ac的时候，已经引入了256QAM的调制，对于接收机而言，即便不考虑空间衰落，光是解调这样高阶的正交调制信号就已经需要很高的信噪比，EVM越差，SNR就越差，解调难度就越高。

做802.11系统的工程师，往往用EVM来衡量Tx线性度；而做3GPP系统的工程师，则喜欢用ACLR/ACPR/Spectrum来衡量Tx线性性能。

从起源上讲，3GPP是蜂窝通信的演进道路，从一开始就不得不关注邻信道、隔信道（adjacent channel, alternative channel）的干扰。换句话说，干扰是影响蜂窝通信速率的第一大障碍，所以3GPP在演进的过程中，总是以“干扰最小化”为目标的：GSM时代的跳频，UMTS时代的扩频，LTE时代RB概念的引入，都是如此。

而802.11系统是固定无线接入的演进，它是秉承TCP/IP协议精神而来，以“尽最大能力的服务”为目标，802.11中经常会有时分或者跳频的手段来实现多用户共存，而布网则比较灵活（毕竟以局域网为主），信道宽度也灵活可变。总的来说它对干扰并不敏感（或者说容忍度比较高）。

通俗的讲，就是蜂窝通信的起源是打电话，打不通电话用户会去电信局砸场子；802.11的起源是局域网，网络不好大概率是先耐着性子等等（其实这时候设备是在作纠错和重传）。

这就决定了3GPP系列必然以ACLR/ACPR一类“频谱再生”性能为指标，而802.11系列则可以以牺牲速率来适应网络环境。

具体说来，“以牺牲速率来适应网络环境”，就是指的802.11系列中以不同的调制阶数来应对传播条件：当接收机发现信号差，就立即通知对面的发射机降低调制阶数，反之亦然。前面提到过，802.11系统中SNR与EVM相关很大，很大程度上EVM降低可以提高SNR。这样我们就有两种途径改善接收性能：一是降低调制阶数，从而降低解调门限；二是降低发射机EVM，使得信号SNR提高。

因为EVM与接收机解调效果密切相关，所以802.11系统中以EVM来衡量发射机性能（类似的，3GPP定义的蜂窝系统中，ACPR/ACLR是主要影响网络性能的指标）；又因为发射机对EVM的恶化主要因为非线性引起（譬如PA的AM-AM失真），所以EVM通常作为衡量发射机线性性能的标志。

7.1、EVM与ACPR/ACLR的关系

很难定义EVM与ACPR/ACLR的定量关系，从放大器的非线性来看，EVM与ACPR/ACLR应该是正相关的：放大器的AM-AM、AM-PM失真会扩大EVM，同时也是ACPR/ACLR的主要来源。

但是EVM与ACPR/ACLR并不总是正相关，我们这里可以找到一个很典型的例子：数字中频中常用的Clipping，即削峰。Clipping是削减发射信号的峰均比（PAR），峰值功率降低有助于降低通过PA之后的ACPR/ACLR；但是Clipping同时会损害EVM，因为无论是限幅（加窗）还是用滤波器方法，都会对信号波形产生损伤，因而增大EVM。

7.2、PAR的源流

PAR（信号峰均比）通常用CCDF这样一个统计函数来表示，其曲线表示的是信号的功率（幅度）值和其对应的出现概率。譬如某个信号的平均功率是10dBm，它出现超过15dBm功率的统计概率是0.01%，我们可以认为它的PAR是5dB。

PAR是现代通信系统中发射机频谱再生（诸如ACLP/ACPR/Modulation Spectrum）的重要影响因素。峰值功率会将放大器推入非线性区从而产生失真，往往峰值功率越高、非线性越强。

在GSM时代，因为GMSK调制的衡包络特性，所以PAR=0，我们在设计GSM功放的时候经常把它推到P1dB，以得到最大限度的效率。引入EDGE之后，8PSK调制不再是衡包络，因此我们往往将功放的平均输出功率推到P1dB以下3dB左右，因为8PSK信号的PAR是3.21dB。

UMTS时代，无论WCDMA还是CDMA，峰均比都比EDGE大得多。原因是码分多址系统中信号的相关性：当多个码道的信号在时域上叠加时，可能出现相位相同的情况，此时功率就会呈现峰值。

LTE的峰均比则是源自RB的突发性。OFDM调制是基于将多用户／多业务数据在时域上和频域上都分块的原理，这样就可能在某一“时间块”上出现大功率。LTE上行发射用SC-FDMA，先用DFT将时域信号扩展到频域上，等于“平滑”掉了时域上的突发性，从而降低了PAR。

8、干扰指标汇总

这里的“干扰指标”，指的是出了接收机静态灵敏度之外，各种施加干扰下的灵敏度测试。实际上研究这些测试项的由来是很有意思的。

我们常见的干扰指标，包括Blocking，Desense，Channel Selectivity等。

8.1、Blocking（阻塞）

Blocking实际上是一种非常古老的RF指标，早在雷达发明之初就有。其原理是以大信号灌入接收机（通常最遭殃的是第一级LNA），使得放大器进入非线性区甚至饱和。此时一方面放大器的增益骤然变小，另一方面产生极强非线性，因而对有用信号的放大功能就无法正常工作了。

另一种可能的Blocking其实是通过接收机的AGC来完成的：大信号进入接收机链路，接收机AGC因此产生动作降低增益以确保动态范围；但是同时进入接收机的有用信号电平很低，此时增益不足，进入到解调器的有用信号幅度不够。

Blocking指标分为带内和带外，主要是因为射频前端一般会有频带滤波器，对于带外blocking会有抑制作用。但是无论带内还是带外，Blocking信号一般都是点频，不带调制。事实上完全不带调制的点频信号在现实世界里并不多见，工程上只是把它简化成点频，用以（近似）替代各种窄带干扰信号。

对于解决Blocking，主要是RF出力，说白了就是把接收机IIP3提高，动态范围扩大。对于带外Blocking，滤波器的抑制度也是很重要的。

8.2、AM Suppression

AM Suppression是GSM系统特有的指标，从描述上看，干扰信号是与GSM信号相似的TDMA信号，与有用信号同步且有固定delay。

这种场景是模拟GSM系统中邻近小区的信号，从干扰信号的频偏要求大于6MHz（GSM带宽200kHz）来看，这是很典型的邻近小区信号配置。所以我们可以认为AM Suppression是一个反映GSM系统实际工作中接收机对邻小区的干扰容忍度。

8.2、Adjacent (Alternative) Channel Suppression (Selectivity)

这里我们统称为“邻信道选择性”。在蜂窝系统中，我们组网除了要考虑同频小区，还要考虑邻频小区，其原因可以在我们之前讨论过的发射机指标ACLR/ACPR/Modulation Spectrum中可以找到：因为发射机的频谱再生会有很强的信号落到相邻频率中（一般来说频偏越远电平越低，所以邻信道一般是受影响最大的），而且这种频谱再生事实上是与发射信号有相关性的，即同制式的接收机很可能把这部分再生频谱误认为是有用信号而进行解调，所谓鹊巢鸠占。

举个例子：如果两个相邻小区A和B恰好是邻频小区（一般会避免这样的组网方式，这里只是讨论一个极限场景），当一台注册到A小区的终端游走到两个校区交界处，但是两个小区的信号强度还没有到切换门限，因此终端依然保持A小区连接；B小区基站发射机的ACPR较高，因此终端的接收频带内有较高的B小区ACPR分量，与A小区的有用信号在频率上重叠；因为此时终端距离A小区基站较远，因此接收到的A小区有用信号强度也很低，此时B小区ACPR分量进入到终端接收机时就可以对原有用信号造成同频干扰。

如果我们注意看邻道选择性的频偏定义，会发现有Adjacent和Alternative的区别，对应ACLR/ACPR的第一邻道、第二邻道，可见通信协议中“发射机频谱泄漏（再生）”与“接收机邻道选择性”实际上是成对定义的。

8.3、Co-Channel Suppression (Selectivity)

这种描述的是绝对的同频干扰，一般是指两个同频小区之间的干扰模式。

按照之前我们描述的组网原则，两个同频小区的距离应该尽量远，但是即便再远，也会有信号彼此泄漏，只是强度高低的区别。对于终端而言，两个校区的信号都可以认为是“正确的有用信号”（当然协议层上有一组接入规范来防范这种误接入），衡量终端的接收机能否避免“西风压倒东风”，就看它的同频选择性。

8.4 总结

Blocking是“大信号干扰小信号”，RF尚有周旋余地；而以上的AM Suppression, Adjacent (Co/Alternative) Channel Suppression (Selectivity)这些指标，是“小信号干扰大信号”，纯RF的工作意义不大，还是靠物理层算法为主。

Single-tone Desense是CDMA系统独有的指标，它有个特点：作为干扰信号的single-tone是带内信号，而且距离有用信号很近。这样就有可能产生两种信号落到接收频域内：第一种是由于LO的近端相噪，LO与有用信号混频形成的基带信号、和LO相噪与干扰信号混频形成的信号，都会落到接收机基带滤波器的范围之内，前者是有用的信号而后者是干扰；第二种是由于接收机系统中的非线性，有用信号（有一定带宽，譬如1.2288MHz的CDMA信号）可能与干扰信号在非线性器件上产生交调，而交调产物有可能同样落在接收频域之内成为干扰。

Single-tone desense的起源是北美在发起CDMA系统时，与原有的模拟通信系统AMPS采用了同一频段，两张网长期共存，作为后来者的CDMA系统必须考虑AMPS系统对自身的干扰。

到这里我想起当年被称为“通则不动，动则不通”的小灵通，因为长期占用1900～1920MHz频率，所以天朝TD-SCDMA/TD-LTE B39的实施一直是在B39的低段1880～1900MHz，直到小灵通退网为止。

教科书上对Blocking的解释比较简单：大信号进入接收机放大器使得放大器进入非线性区，实际增益变小（对有用信号的）。

但是这样很难解释两种场景：

场景一：前级LNA线性增益18dB，当大信号灌入使其达到P1dB的时候，增益是17dB；如果没有引入其他影响（默认LNA的NF等都没有发生变化），那么对整个系统的噪声系数影响其实非常有限，无非是后级NF在计入到总NF时分母变小了一点，对整个系统的灵敏度影响不大。

场景二：前级LNA的IIP3很高因此没有受影响，受影响的是第二级gain block（干扰信号使其达到P1dB附近），在这种情况下整个系统NF的影响就更小了。

我在这里抛砖引玉，提出一个观点：Blocking的影响可能分两部分，一部分是教科书上所讲的Gain受到压缩，另一部分实际上是放大器进入非线性区之后，有用信号在这个区域里发生了失真。这种失真可能包括两部分，一部分是纯粹的放大器非线性造成有用信号的频谱再生（谐波分量），另一部分是大信号调制小信号的Cross Modulation。（可以理解）

由此我们还提出另一个设想：如果我们要简化Blocking测试（3GPP要求是扫频，非常费时间），也许可以选取某些频点，这些频点出现Blocking信号时对有用信号的失真影响最大。

从直观上看，这些频点可能有：f0/N和f0*N（f0是有用信号频率，N是自然数）。前者是因为大信号在非线性区自身产生的N次谐波分量正好叠加在有用信号频率f0上形成直接干扰，后者是叠加在有用信号f0的N次谐波上进而影响到输出信号f0的时域波形——解释一下：根据帕塞瓦尔定律，时域信号的波形实际上是频域基频信号与各次谐波的总和，当频域上N次谐波的功率发生变化时，时域上对应的变化就是时域信号的包络变化（发生了失真）。

9、动态范围，温度补偿与功率控制

动态范围，温度补偿和功率控制很多情况下是“看不到”的指标，只有在进行某些极限测试的时候才会表现出它们的影响，但是本身它们却体现着RF设计中最精巧的部分。

9.1、发射机动态范围

发射机动态范围表征的是发射机“不损害其他发射指标前提下”的最大发射功率和最小发射功率。

“不损害其他发射指标”显得很宽泛，如果看主要影响，可以理解为：最大发射功率下不损害发射机线性度，最小发射功率下保持输出信号信噪比。

最大发射功率下，发射机输出往往逼近各级有源器件（尤其末级放大器）的非线性区，由此经常发生的非线性表现有频谱泄漏和再生（ACLR/ACPR/SEM），调制误差（PhaseError/EVM）。此时最遭殃的基本上都是发射机线性度，这一部分应该比较好理解。

最小发射功率下，发射机输出的有用信号则是逼近发射机噪声底，甚至有被“淹没”在发射机噪声中的危险。此时需要保障的是输出信号的信噪比（SNR），换句话说就是在最小发射功率下的发射机噪声底越低越好。

在实验室曾经发生过一件事情：有工程师在测试ACLR的时候，发现功率降低ACLR反而更差（正常理解是ACLR应该随着输出功率降低而改善），当时第一反应是仪表出问题了，但是换一台仪表测试结果依然如此。我们给出的指导意见是测试低输出功率下的EVM，发现EVM性能很差；我们判断可能是RF链路入口处的噪声底就很高，对应的SNR显然很差，ACLR的主要成分已经不是放大器的频谱再生、而是通过放大器链路被放大的基带噪声。

9.2、接收机动态范围

接收机动态范围其实与之前我们讲过的两个指标有关，第一个是参考灵敏度，第二个是接收机IIP3（在讲干扰指标的时候多次提到）。

参考灵敏度实际上表征的就是接收机能够识别的最小信号强度，这里不再赘述。我们主要谈一下接收机的最大接收电平。

最大接收电平是指接收机在不发生失真情况下能够接收的最大信号。这种失真可能发生在接收机的任何一级，从前级LNA到接收机ADC。对于前级LNA，我们唯一可做的就是尽量提高IIP3，使其可以承受更高的输入功率；对于后面逐级器件，接收机则采用了AGC（自动增益控制）来确保有用信号落在器件的输入动态范围之内。简单的说就是有一个负反馈环路：检测接收信号强度（过低／过高）－调整放大器增益（调高／调低）－放大器输出信号确保落在下一级器件的输入动态范围之内。

这里我们讲一个例外：多数手机接收机的前级LNA本身就带有AGC功能，如果你仔细研究它们的datasheet，会发现前级LNA会提供几个可变增益段，每个增益段有其对应的噪声系数，一般来讲增益越高、噪声系数越低。这是一种简化的设计，其设计思想在于：接收机RF链路的目标是将输入到接收机ADC的有用信号保持在动态范围之内，且保持SNR高于解调门限（并不苛求SNR越高越好，而是“够用就行”，这是一种很聪明的做法）。因此当输入信号很大时，前级LNA降低增益、损失NF、同时提高IIP3；当输入信号小时，前级LNA提高增益、减小NF、同时降低IIP3。

9.3、温度补偿

一般来讲，我们只在发射机作温度补偿。

当然，接收机性能也是受到温度影响的：高温下接收机链路增益降低，NF增高；低温下接收机链路增益提高，NF降低。但是由于接收机的小信号特性，无论增益还是NF的影响都在系统冗余范围之内。

对于发射机温度补偿，也可以细分为两部分：一部分是对发射信号功率准确度的补偿，另一部分是对发射机增益随温度变化进行补偿。

现代通信系统发射机一般都进行闭环功控（除了略为“古老”的GSM系统和Bluetooth系统），因此经过生产程序校准的发射机，其功率准确度事实上取决于功控环路的准确度。一般来讲功控环路是小信号环路，且温度稳定性很高，所以对其进行温度补偿的需求并不高，除非功控环路上有温度敏感器件（譬如放大器）。

对发射机增益进行温度补偿则更加常见。这种温度补偿常见的有两种目的：一种是“看得见的”，通常对没有闭环功控的系统（如前述GSM和Bluetooth），这类系统通常对输出功率精确度要求不高，所以系统可以应用温度补偿曲线（函数）来使RF链路增益保持在一个区间之内，这样当基带IQ功率固定而温度发生变化时，系统输出的RF功率也能保持在一定范围之内；另一种是“看不见的”，通常是在有闭环功控的系统中，虽然天线口的RF输出功率是由闭环功控精确控制的，但是我们需要保持DAC输出信号在一定范围内（最常见的例子是基站发射系统数字预失真（DPD）的需要），那么我们就需要将整个RF链路的增益比较精确的控制在某个值左右——温补的目的就在于此。

发射机温补的手段一般有可变衰减器或者可变放大器：早期精度稍低以及低成本精度要求较低的情况下，温补衰减器比较常见；对精度要求更高的情形下，解决方案一般是：温度传感器＋数控衰减器／放大器＋生产校准。

9.4 发射机功率控制

讲完动态范围和温度补偿，我们来讲一个相关的、而且非常重要的概念：功率控制。

发射机功控是大多数通信系统中必需的功能，在3GPP中常见的诸如ILPC、OLPC、CLPC，在RF设计中都是必需被测试、经常出问题、原因很复杂的。我们首先来讲发射机功控的意义。

所有的发射机功控目的都包含两点：功耗控制和干扰抑制。

我们首先说功耗控制：在移动通信中，鉴于两端距离变化以及干扰电平高低不同，对发射机而言，只需要保持“足够让对方接收机准确解调”的信号强度即可；过低则通信质量受损，过高则空耗功率毫无意义。对于手机这样以电池供电的终端更是如此，每一毫安电流都需锱铢必量。

干扰抑制则是更加高级的需求。在CDMA类系统中，由于不同用户共享同一载频（而以正交用户码得以区分），因此在到达接收机的信号中，任何一个用户的信号对于其他用户而言，都是覆盖在同一频率上的干扰，若各个用户信号功率有高有高低，那么高功率用户就会淹没掉低功率用户的信号；因此CDMA系统采取功率控制的方式，对于到达接收机的不同用户的功率（我们称之为空中接口功率，简称空口功率），发出功控指令给每个终端，最终使得每个用户的空口功率一样。这种功控有两个特点：第一是功控精度非常高（干扰容限很低），第二是功控周期非常短（信道变化可能很快）。

在LTE系统中，上行功控也有干扰抑制的作用。因为LTE上行是SC-FDMA，多用户也是共享载频，彼此间也互为干扰，所以空口功率一致同样也是必需的。

GSM系统也是有功控的，GSM中我们用“功率等级”来表征功控步长，每个等级1dB，可见GSM功率控制是相对粗糙的。

干扰受限系统

这里提一个相关的概念：干扰受限系统。CDMA系统是一个典型的干扰受限系统。从理论上讲，如果每个用户码都完全正交、可以通过交织、解交织完全区分开来，那么实际上CDMA系统的容量可以是无限的，因为它完全可以在有限的频率资源上用一层层扩展的用户码区分无穷多的用户。但是实际上由于用户码不可能完全正交，因此在多用户信号解调时不可避免的引入噪声，用户越多噪声越高，直到噪声超过解调门限。

换而言之，CDMA系统的容量受限于干扰（噪声）。

GSM系统不是一个干扰受限系统，它是一个时域和频域受限的系统，它的容量受限于频率（200kHz一个载频）和时域资源（每个载频上可共享8个TDMA用户）。所以GSM系统的功控要求不高（步长较粗糙，周期较长）。

9.5 发射机功率控制与发射机RF指标

讲完发射机功控，我们进而讨论一下在RF设计中可能影响发射机功控的因素（相信很多同行都遇到过闭环功控测试不过的郁闷场景）。

对于RF而言，如果功率检测（反馈）环路设计无误，那么我们对发射机闭环功控能做的事情并不多（绝大多数工作都是由物理层协议算法完成的），最主要的就是发射机带内平坦度。

因为发射机校准事实上只会在有限的几个频点上进行，尤其在生产测试中，做的频点越少越好。但是实际工作场景中，发射机是完全可能在频段内任一载波工作的。在典型的生产校准中，我们会对发射机的高中低频点进行校准，意味着高中低频点的发射功率是准确的，所以闭环功控在进行过校准的频点上也是无误的。然而，如果发射机发射功率在整个频段内不平坦，某些频点的发射功率与校准频点偏差较大，因此以校准频点为参考的闭环功控在这些频点上也会发生较大误差乃至出错。

企业价值评估及方法

企业价值是通过企业在市场中保持较强的竞争力，实现持续发展来实现的。企业价值体现在企业未来的经济收益能力。企业价值评估就是通过科学的评估方法，对企业的公平市场价值进行分析和衡量。与企业价值理论体系相比，实践中价值评估的方法多种多样，利用不同的评估程序及评估方法对同一企业进行评估，往往会得出不同的结果。那么，价值评估方法有哪些，它们的特点是什么。目前，在实际的价值评估实务中，主要有三种评估方法：收益法、市场法、成本法。

(1)收益法是依据资产未来预期收益经折现或资本化处理来估测资产价值的方法。分段折现现金流量模型是最具理论意义的财务估价方法，也是在实务中应用较广的评估方法。其评估思路是：将企业的未来现金流量分为两段，从现在至未来若干年为前段，若干年后至无穷远为后段。前段和后段的划分是以现金流量由增长期转入稳定期为界，对于前段企业的现金流量呈不断地增长的趋势，需对其进行逐年折现计算。在后段，企业现金流量已经进入了稳定的发展态势，企业针对具体情况假定按某一规律变化，并根据现金流量变化规律对企业持续营期的现金流量进行折现，将前后两段企业现金流量折现值加总即可得到企业的评估价值。应用该方法的主要步骤是：

①企业未来的现金流量预测。这里的现金流量主要是指自由现金流量，是企业价值计量的对象，主要指企业当前可以自由支配的现金数量。可以表示为：

自由现金流量=营业收入-付现营业成本-所得税-资本性支出-营运资本净增加=息税前利润+折旧-所得税-资本性支出-营运资本净增加

或：FCF=St-1(1+gt)?Pt(1-T)-(St-St-1)?(ft+W)

式中：

FCF：现金流量;

t：某一个年度;

S：年销售额;

g：销售额的年度增长率;

P：销售利润率;

T：所得税税率;

f：销售额每增加1单位所需追加的固定资产投资;

W：销售额每增加1单位所需追加的营运资本投资。

对于企业后段现金流量的预测，一般的方法是：在前段现金流量测算的基础上，从中找出企业收益变化的趋势，并借助采用假设的方式预测企业未来的现金流量的变化趋势，比较常用的假设是保持和稳定增长假设，假定企业未来若干年以后各年的现金流量维持在一个相对稳定的水平上不变，或者假定未来若干年后企业现金流量将在某个收益水平的基础上，每年保持一个递增比率。但不论采用何种假设，都必须建立在符合企业客观实际的基础上，以保证企业未来现金流量预测的相对合理性和准确性。

②确定企业折现率和资本化率。上一步骤确定的现金流量只是一个预测值，实际发生的数量与预测值会有差距，因而，未来现金流动和不确定性就是现金流量所对应的风险。因而，折现率的确定问题可以转化为对风险进行定价的问题。有以下常用的两种模型：

第一：资本资产定价模型(CAPM)

在资本资产定价模型中，资本的报酬率，即企业权益资本的折现率等于无风险报酬率加上企业的风险程度(β系数)与市场平均风险报酬率的乘积。其计算公式为：

r=Rf+(Rm-Rf)×β

式中：

r为资本报酬率;

Rf为无风险报酬率;

Rm为市场平均报酬率;

β为企业的风险系数。

在确定了Rf和Rm后，β值的确定就是关键的因素。β值的确定首先要知道企业所在行业的β值，然后根据本企业与行业平均水平之间的差距进行相应调整。

第二：加权平均资本成本模型(WACC)

加权平均资本成本是企业不同融资成本的加权平均值，由于企业的资金来源是复杂的，往往需要通过多种方式筹集所需资金。例如，同时采取股权式融资和债权式融资。因此需要对各种各样的长期成本(股票、债券)等进行加权估算。可以用加权平均资本成本模型来计算折算率。其公式为：

r=∑Ri?Ki

式中：

r为加权平均资本成本;

Ri为第i种个别资本成本;

Ki为第i种个别资本占全部资本的比重。

③利用折现率对企业现金流量进行折现，可以确定出企业的价值。一个企业之所以有价值，就是因为它具有提供未来现金流量的能力，而其价值就是未来所有现金流量的现值。

(2)市场法，又称相对估价法。是将目标企业与可比企业对比，根据不同的企业特点，确定某项财务指标为主要变量，用可比企业价值来衡量企业价值。即：企业价值=可比企业基本财务比率×目标企业相关指标。在实际使用中经常采用的基本财务比率有市盈率(市价/净利)、市净率(市价/净资产)、市价/销售额等。

由计算公式可以看出，在用市场法评估企业价值时，最关键的问题是选择可比企业和可比指标。对于可比企业的选择标准，首先要选择同行业的企业，同时还要求是生产同一产品的市场地位类似的企业。其次，要考虑企业的资产结构和财务指标。可比指标应选择与企业价值直接相关并且可观测的变量。销售收入、现金净流量、利润、净资产是选择的对象。因此，相关性的大小对目标企业的最终评估价值是有较大影响的，相关性越强，所得出的目标企业的评估价值越可靠、合理。在产权交易和证券市场相对规范的市场经济发达的国家，市场法是评估企业价值的重要方法。优点是可比企业确定后价值量较易量化确定，但在产权市场尚不发达、企业交易案例难以收集的情况下，存在着可比企业选择上的难度，即便选择了非常相似的企业，由于市场的多样性，其发展的背景、内在质量也存在着相当大的差别。这种方法缺少实质的理论基础作支撑，这就是运用市场法确定目标企业最终评估值局限性所在。仅作为一种单纯的计算技术对其他两种方法起补充作用。

(3)成本法。又称成本加和法。采用这种方法，是将被评估企业视为一个生产要素的组合体，在对各项资产清查核实的基础上，逐一对各项可确指资产进行评估，并确认企业是否存在商誉或经济性损耗，将各单项可确认资产评估值加总后再加上企业的商誉或减去经济性损耗，就可以得到企业价值的评估值。其计算公式为：

企业整体资产价值=∑单项可确指资产评估值+商誉(或-经济性损耗)

从评估公式来看，采用成本加和法评估企业价值一般需要以下几个步骤：

①确定纳入企业价值评估范围的资产，逐项评估各单项资产并加总评估值。首先是对企业可确指资产逐项进行评估，因此，确定企业价值评估范围尤为重要。从产权的角度看，企业价值评估的范围应该是全部资产。从有效资产的角度看，在对企业整体评估时，需将企业资产范围内的有效资产与对整体获利能力无贡献的无效资产进行正确的界定与区分。对企业持续经营有贡献的资产应以继续使用为假设前提，评估其有用价值。

②确定企业的商誉或经济性损耗。由于企业单项资产评估后加总的价值无法反映各单项资产间的有机组合因素产生的整合效应，无法反映未在会计账目上的表现的无形资产，也无法反映企业经济性损耗。因此，还需要用适当的方法分析确定企业的商誉或经济性损耗。

③企业的负债审核。用成本法评估企业价值，而评估目标又是确定企业净资产价值时，就需要对企业负债进行审核。对于企业负债的审核包括两个方面内容：一是负债的确认，二是对负债的计量。从总体上讲，对企业负债的审核，基本上要以审计准则和方法进行，以正确揭示企业的负债情况。

④确定企业整体资产评估价值，验证评估结果。将企业各项单项资产评估值加总，再加上企业的商誉或减去经济性损耗，就得到企业整体资产评估价值。对用成本加和法评估企业价值的结果，还应运用企业价值评估的其他方法(通常是收益法)进行验证。以验证成本法评估结果的科学性、合理性。2004年中国资产评估协会发布的《企业价值评估指导意见(试行)》指出，以持续经营为前提对企业价值进行评估时，成本法一般不应当作为惟一使用的评估方法。

在企业价值评估中，由于历史原因，成本法成为了我国企业价值评估实践中首选方法和主要方法广泛使用。但成本法在企业价值评估中也存在着各种利弊。有利之处主要是将企业的各项资产逐一进行评估然后加和得出企业价值，简便易行。不利之处主要在于：一是模糊了单项资产与整体资产的区别。凡是整体性资产都具有综合获利能力，整体资产是由单项资产构成的，但却不是单项资产的简单加总。企业中的各类单项资产，需要投入大量的人力资产以及规范的组织结构来进行正常的生产经营，成本加和法显然无法反映组织这些单项资产的人力资产及企业组织的价值。因此，采用成本法确定企业评估值，仅仅包含了有形资产和可确指无形资产的价值，无法体现作为不可确指的无形资产——商誉。二是不能充分体现企业价值评估的评价功能。企业价值本来可以通过对企业未来的经营情况、收益能力的预测来进行评价。而成本法只是从资产购建的角度来评估企业的价值，没有考虑 企业的运行效率和经营业绩，在这种情况下，假如同一时期的同一类企业的原始投资额相同，则无论其效益好坏，评估值都将趋向一致。这个结果是与市场经济的客观规律相违背的。

成本法、市场法、收益法是国际公认的三大价值评估方法，也是我国价值评估理论和实践中普遍认可、采用的评估方法。就方法本身而言，并无哪种方法有绝对的优势，就具体的评估项目而言，由于评估目的、评估对象、资料收集情况等相关条件不同，要恰当地选择一种或多种评估方法。因为企业价值评估的目的是为了给市场交易或管理决策提供标准或参考。评估价值的公允性、客观性都是非常重要的。

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